直流开关电源设计总结 直流开关电源设计论文(五篇)
直流开关电源设计总结 直流开关电源设计论文篇一
在国内，低压通信电源较成熟，高压开关电源尚处于研究阶段。一般大功率直流开关电源输入多采用220 v交流电网，为降低对电网的谐波污染，提高输入端功率因数，一般要经过pfc级整流，然后将pfc级输出电压送入dc/dc级进行变换。但高压直流开关电源输出电压较大，会对dc/dc级产生较大影响。
此处研制的高压直流开关电源采用两级变换装置，前级220 v交流经过不控整流和apfc得到380 v稳定直流;后级选择在初级加箝位二极管的改进型zvs移相全桥变换器，经过变压器变压和隔离，采用全桥不控整流和lc滤波，最终得到精密的240 v直流输出。设计了控制系统，选择合理的参数提高开关电源性能，并通过实验验证了设计的可行性和有效性。主电路的设计
2.1 有源功率因数校正电路
apfc采用全控开关器件构成的开关电路对输入电流波形进行控制，使输入电流成为与电源电压同相的正弦波，功率因数高达0.995,从而彻底解决了整流电路的谐波污染和功率因数低的问题。此处采用软开关单相apfc,其主电路如图1所示。
2.1.1 apfc软开关电路
图1中，为了让主开关管vq实现zvs,引入了辅助开关管vqx,在每一次vq需要进行状态转换前，先导通vqx,使辅助电路谐振，为vq创造软开关条件。vq完成状态转换后，尽快关断vqx,使辅助电路停止谐振，电路重新以常规pwm方式运行。
2.1.2 apfc软开关谐振参数的选取
软开关apfc电路中一个重要参数就是谐振电感l1.l1可由二极管vdr的反向恢复时间tvdr来估算，取谐振电感电流il1上升时间tr=3tvd r,则最大电流上升率可确定为：
di/dt=ilmax/(3tvdr)(1)
式中：ilmax为最大电感电流。
l1的表达式为：
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l1=uo/(di/dt)(2)
式中：uo为apfc输出电压。
实际选取l1=5μh.2.2 zvs移相全桥变换器
zvs移相全桥变换器充分利用主电路寄生参数，如开关器件的寄生电容、变压器漏感和线路电感等来实现软开关。dc/dc级选用初级加箝位二极管的改进型zvs全桥变换器，如图2所示。变换器在一个开关周期有18种开关模态，其工作波形如图3所示。
2.2.1 移相全桥zvs的实现
开关管零电压关断的原因是由于存在结电容，导致两端电压不能突变。零电压开通则需要足够的能量给将要开通的开关管结电容放电，给关断的开关管结电容充电，同时还要抽走变压器初级绕组中寄生电容ctr中的电荷。对于超前桥臂，该能量由谐振电感lr和折算到初级的滤波电感lf串联共同提供，lf很大，所以容易实现zvs.而对于滞后桥臂，由于此时变压器次级被短路，能量仅由lr提供，所以滞后桥臂实现zvs较困难。特别是负载很轻时，lr中的能量不够完成结电容的充放电转换，滞后桥臂就不能实现zvs.为满足滞后桥臂的zvs,必须使lr取值较大。
2.2.2 次级占空比丢失问题
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次级占空比ds小于初级占空比dp,其差值即为次级占空比丢失，即dlose=dp-ds.占空比丢失原因是初级电流ip由正向(或负向)变化到负向(或正向)，负载电流需要一段时间，即为图3中的[t3~t6]和[t12~t15].在这段时间内，虽然初级有电压，但ip不足以提供负载电流，次级整流管全部导通，变压器初、次级短路，负载处于续流阶段，整流输出为零。这样次级就丢失了[t3~t6]和[t12~t15]这两段时间的方波电压，它与开关周期ts的比值即为dloss,dloss=(t3,6 t12,15)/ts=2t3,6/ts,其中t3,6=lr[ilf(t3)-ilf(t6)/k]/uin,则可得：
dloss=2lr[ilf(t3)-ilf(t6)/k]/(uints)(3)
由式(3)可知，dloss与lr和ilf成正比，与uin和变压器变比k成反比。因此，lr的值需权衡取值，既要在尽可能宽的范围内保证软开关，又不能太大，以免造成较大的占空比丢失。
2.2.3 谐振电感的选取
滞后桥臂要实现zvs,lr必须满足：
式中：i为滞后开关管关断时ip的大小;coss为开关管在uin时的输出电容。
选择在1/3负载以上实现滞后桥臂软开关，要求输出滤波电感电流的最大脉动量△ilf为最大输出电流的20%,则：
i=(io/3 △ilf/2)/k=4.09 a(5)
由式(4)可求出lr
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